[发明专利]基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法

摘要

基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法，属于数字通信中信噪比估计技术领域，其特征在于依以含有：基带化；离散化；匹配滤波；消除可能存在的载波频率、相位误差、定时误差；用判决器选取判决点；伪误码率统计和信噪比映射等步骤。本发明利用了离散系统每个调制符号中多个采样点的信息进行伪误码率统计，再利用伪误码率与信噪比之间的对应关系进行一一映射，从而得到信噪比估计值。本发明适用于BPSK与QPSK调制信号，无需额外的训练序列，能以很低的复杂度及合理的性能实现信噪比估计，适用于各类需要信噪比估计的应用场合。

主权项

1.基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法，其特征在于依次含有以下步骤：步骤(1)：接收机收到的接收信号经过基带化处理器得到基带调制信号：对于所述接收信号中的基带信号，包括基带BPSK信号和基带QPSK信号，该基带化处理器不作任何处理，直接通过；对于所述接收信号中的带通信号，包括带通BPSK信号和带通QPSK信号，用该基带化处理器中的正交下变频电路作正交下变频处理，得到可能存在有载波频率及相位偏差的基带化后的带通BPSK复信号，或者基带化后的带通QPSK复信号；步骤(2)：离散化处理器对步骤(1)所述基带化处理器输出的基带信号或基带化后的带通信号进行离散化处理：对于采样率大于2的整数倍的符号率的离散信号不作任何处理而直接通过；对于连续信号则用模数转换器进行采样率为每符号N个采样点的采样，得到对应的离散信号，其中，N为大于2的自然数，N的上限应以当前模数转换器能实现为准；步骤(3)：匹配滤波器对步骤(2)中离散化处理器输出的基带离散信号或基带化后的带通离散信号进行匹配滤波：该匹配滤波器的冲激响应为与发射信号采用相同滚降系数α的均方根升余弦脉冲，0≤α≤1；该脉冲采样率同样为N，其冲激响应序列为一个实数序列{h_-KN，.......，h_-1，h₀，h₁，......h_KN}，h_n的表达式为：hn=h(t)|t=nTsN,]]>n＝-KN，...，-1，0，1，...KN，其中h(t)为均方根升余弦信号的连续脉冲，h(t)=12π∫-∞∞H(ω)ejωt,]]>H(ω)=S0,0≤|ω|<π(1-α)TsS02{1-sin[Ts2α(ω-πTs)]},π(1-α)Ts≤|ω|≤π(1+α)Ts0,|ω|>π(1+α)Ts]]>T_s为符号周期，K的取值为1＜K≤10，且K表示该匹配滤波器冲激响应所占据的符号数，S₀为常数，由求出后的{h_-KN，.......，h_-1，h₀，h₁，......h_KK}结合脉冲具有单位能量即Σk=-KNKNhk2=1]]>的条件计算得到；步骤(4)：同步器对从步骤(3)中的匹配滤波器输出的、匹配滤波后的基带信号或基带化后的带通信号按以下步骤来纠正可能存在的载波频率、相位偏差以及定时偏差：步骤(4.1)：同步器对从步骤(3)的匹配滤波器输出的基带信号采用第一定时同步电路纠正定时偏差，得到没有定时偏差的基带信号，记为{.....，y_-1，y₀，y₁，.....}，对于BPSK为实序列，QPSK为复序列，该第一定时同步电路依次按以下步骤进行定时同步；步骤(4.1.1)：在所述匹配滤波后输出的基带信号的实部I′(m)中，把每个符号当前选定的最佳采样点位置的信号I′(n₀)、之前一个采样点的信号I′(n₀-1)、之后一个采样点的信号I′(n₀+1)送入一个定时误差提取器，按下式算出并得到一个定时误差信号ε_t(n)，n为采样点序号：ε_t(n)＝sign(I′(n₀))*[I′(n₀+1)-I′(n₀-1)]，符号sign为符号函数，自变量非负数时取值为1，为负数时取值为-1；其中，在系统开始工作时，该最佳采样点位置任意选取；步骤(4.1.2)：把所述定时误差信号ε_t(n)送入一个一阶数字低通环路滤波器得到累积的定时误差值E_t(n)，E_t(n)＝E_t(n-1)+K₁ε_t(n)K₁为滤波系数，K₁＜1；步骤(4.1.3)：用一个比较器来判断累积误差值E_t(n)是否达到设定的阀值，若达到设定的阀值，则把累积误差清零，同时发出一个最佳采样点位置调整信号，控制最佳采样点的位置，使其根据累积误差的极性，若为正，则提前一个单位采样间隔，否则，便延迟一个单位采样间隔，从而找到最佳采样点I′(n₀)；步骤(4.2)：同步器对步骤(3)的匹配滤波器输出的基带化后的带通信号采用依次串接的载波同步电路和第二定时同步电路进行纠正，以得到没有载波频率及相位偏差的基带化后的带通信号，记为{.....，y_-N，y₀，y_N，.....}，对于BPSK信号为实信号，对于QPSK信号为复信号，其纠正步骤如下：步骤(4.2.1)：把步骤(4.2)所述的匹配滤波器输出的基带化后的带通信号包含的没有经过频率纠正的I/Q两路数字基带信号I_带′(n)、Q_带′(n)送入包括极性类型鉴相器在内的载波同步电路中的一个鉴相器，按以下公式提取相位误差信号ε_c(n)：ε_c(n)＝I_带′(n)×Q_带′(n)，n为采样器标号；步骤(4.2.2)：把所述相位误差信号ε_c(n)输入该载波恢复环内的一个二阶数字环路滤波器进行滤波，其时序为：第n+1个采样点的相位误差累积信号φ(n+1)为：φ(n+1)＝φ(n)+K₁′f(n)+K₂′ε_c(n)，第n+1个采样点的频率误差累积信号f(n+1)为：f(n+1)＝f(n)+ε_c(n)，其中，常数K₁′、K₂′为该二阶数字环路滤波器的二个用于频率、相位的滤波参数，当步骤(2)中所述模数转换器的采样频率f_s远大于所述载波恢复环路的自然频率时，K₂′＝2ηω_nT_s，K₁′＝ω_nT_s，其中，ω_n＝2πf_n为所述二阶数字环路的自然频率，η为阻尼系数，T_s＝1/f_s，步骤(4.2.3)：把经过步骤(4.2.2)二阶数字环路滤波得到的误差累积信号φ(n+1)作为所述载波同步电路内本地数控振荡器NCO的输入，以调整本振信号的频率；步骤(4.2.4)：把输入到步骤(4.2)所述载波同步电路的基带化后的带通信号包含的I/Q两路数字基带信号I_带(m)、Q_带(m)与本地数控振荡器的输出信号cosφ(n)、sinφ(n)在相位旋转电路内相乘，进行相位旋转，得到经过频率纠正的I/Q两路数字基带信号I_带′(m)、Q_带′(m)：I_带′(n)＝I_带(m)×cosφ(n)+Q_带(m)×sinφ(n)，Q_带′(m)＝Q_带(m)×cosφ(n)-I_带(m)×sinφ(n)，m与n之差为所述整个载波同步电路的运算延时；步骤(4.2.5)：对于BPSK信号，在一段设定的时间内统计I_带′(m)、Q_带′(m)各自的平均能量，选取其中能量大的一路作为无载波频率和相位偏差的有效信号，送往第二定时同步电路进行定时同步；对于QPSK信号，直接把I_带′(m)、Q_带′(m)分别送往第二定时同步电路进行定时同步；步骤(4.2.6)：把经过步骤(4.2.1)至步骤(4.2.5)载频和相位同步的基带化后的带通信号送往第二定时同步电路按步骤(4.1)所述的方法进行定时同步，以纠正可能存在的定时偏差；步骤(4.2.7)：把经过步骤(4.1)定时同步的基带信号，或经过步骤(4.2.1)至步骤(4.2.6)经过载频和相位同步并纠正及定时同步的基带化后的带通信号送往判决点选取器，按以下步骤，对每个调制符号分别选取两个判决点，分两路输出，每一路的采样频率均为每个符号一个采样点；步骤(5)：用判决点选取器选取判决点：步骤(5.1)：第一路由每个符号的最佳采样点组成，是无码间干扰的，记为：{.....，y_-N，y₀，y_N，.....}；其中，由步骤(4)提供最佳采样点的位置；步骤(5.2)：第二路为每个符号的其他任意采样点之一，即存在码间干扰的采样点，记为{.....，y_-N+f，y_f，y_N+f，.....}，其中f为自然数，取值范围为：1到为不小于N/2的最小整数；其中，该路信号的采样点位置为由步骤(4)中的定时同步电路提供的最佳采样点位置延时f个采样点得到；步骤(6)：伪误码率统计器对判决点选取器得到的两路判决点信号进行伪误码率统计，按下式计算两路采样点判决结果不等的概率P_p，即极性相反的概率：对于BPSK信号，伪误码率的估计值P_p为PP=1MΣl=0M-1ξ(ylN,ylN+f),]]>其中对于QPSK信号，伪误码率的估计值P_p为：PP=12MΣl=0M-1{ξ(Re[ylN],Re[ylN+f])+ξ(Im[ylN],Im[ylN+f])},]]>其中函数Re表示取一个复数的实部，函数Im表示取一个复数的虚部，步骤(7)把步骤(6)得到的伪误码率的估计值P_P通过一个信噪比映射器，利用伪误码率与信噪比之间单调的函数关系，通过数值方法得到信噪比的估计值ρ。该数值方法通常由查表实现，将事先计算好的伪误码率与信噪比的数值存于存储器中，利用估计得到的伪误码率查找与其对应的信噪比即可。该单调函数的形式如下：PP=1-12(4Φ(0,∞,0)+Ψ(g2,1)+Ψ(g1,1)+2Ψ(1,0)),]]>其中：Φ(0,∞,0)=1π[arctan(1-Gf1+Gf)+arctan(Gf21-Gf2)],]]>Ψ(a,b)=∫-a0ρ8πe-ρx22[1-2erfc(ρ(b+Gfx)2(1-Gf2))]dx,]]>a与b为积分限，x为积分变量，erfc为互补误差函数，其定义为erfc(t)=2π∫t∞e-z2dz,]]>t为自变量，z为积分变量，g₁＝G_f+G_f-N，g₂＝G_f-G_f-N，Gf=Σk=-KNKNhkhk+f,]]>Gf-N=Σk=-KNKNhkhk+f-N.]]>