[发明专利]一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源及其控制方法

权利要求书

1.一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源，其特征在于：包括：全桥逆变电路、滤波电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路、SPWM驱动信号电平转换电路、IGBT驱动电路、显示电路、按键电路、DSP、FPGA和电源电路；

所述全桥逆变电路包括一个直流侧滤波电容和四个全控型开关器件IGBT，四个IGBTg₁、g₂、g₃、g₄中，g₁和g₄构成一个桥臂，g₂和g₃构成一个桥臂，g₁和g₃同时通、断，g₂和g₄同时通、断；

所述滤波电路为低通滤波电路；

所述输出电压采样电路包括变压器、比例放大电路、电压信号抬升电路和限幅电路，变压器的输出端经分压电阻后与比例放大器的输入端相连，比例放大器的输出端与电压信号抬升电路的输入端相连，电压信号抬升电路的输出端连接限幅电路，该限幅电路输出端作为输出电压采样电路的输出端与DSP的AD转换引脚相连；

所述输出电流采样电路包括霍尔电流传感器、电流信号抬升电路和限幅电路，霍尔电流传感器的输出端经过并联电阻与电压信号抬升电路输入端相连，电压信号抬升电路输出端连接限幅电路，该限幅电路输出端作为输出电流采样电路的输出端与DSP的AD转换引脚相连；

所述SPWM驱动信号电平转换电路的输入端与DSP的PWM端口相连；

所述IGBT驱动电路选用两个驱动板，每块驱动板驱动全桥逆变电路桥臂上的两个IGBT；

所述显示电路的控制端口与DSP的GPIO端口相连；

所述按键电路包括9个四角按键，9个四角按键与DSP的GPIO端口相连，组成九路独立键盘，低电平有效；

所述DSP与FPGA之间采用串行外围设备接口进行通信，DSP的SPI引脚与FPGA相应的IO引脚相连；

所述电源电路为DSP和FPGA提供所需电源，包括5V转3.3V电路、5V转1.8V电路、5V转2.5V电路和5V转1.2V电路。

2.采用权利要求1所述的瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源进行瞬时谐波估算及补偿的控制方法，其特征在于：具体步骤如下：

步骤1：对单相逆变电源的输出电压和输出电流进行采样，送至DSP中的AD模块，AD模块对输入的模拟信号离散化转化为数字量；

DSP的AD模块的采样周期为T，则第k(k＝0，1，2，……，∞)个采样周期T时刻的输出电压采样值为V(kT)、输出电流采样值为I(kT)；

步骤2：：DSP通过SPI将电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)发送给FPGA；

步骤3：采用瞬时谐波估算法建立复合观测器，分别对电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)中的直流分量、基波分量、各次谐波分量进行估算；

瞬时谐波估算法利用复合观测器从周期信号V(kT)或I(kT)中在线估算各次谐波；

首先假设周期信号为y(kT)，y(kT)看作是直流信号y₀(kT)和角频率为mω(ω为基波角频率，谐波次数m＝1，2，L，N)的正弦信号y_m(kT)之和的模型，这些分量写成一个N+1维的空间向量y(kT)＝[y₀(kT)，y₁(kT)，y₂(kT)，...，y_m(kT)，...，y_N(kT)]，即

y(kT)=Σm=0m=Nym(kT)---(1)]]>

假设周期信号中有N+1状态向量x(kT)＝[x₀(kT)，x₁(kT)，x₂(kT)，....x_m(kT)，...，x_N(kT)]，

此周期信号状态方程如下：

x((k+1)T)=Ax(kT)y(kT)=Cx(kT)---(2)]]>

其中状态转移矩阵A=A000-0-00A10-0-000A2-0-0-------000-Am-0-------000-0-AN,]]>输出矩阵C＝[1 1 0 1 0--1 0]；

当m＝0时，式(2)中的第0个子块的状态方程为

x0((k+1)T)=A0x0(kT)y0(kT)=C0x0(kT)---(3)]]>

其中状态转移矩阵A₀＝1，输出矩阵C₀＝1；

当m＞0时，式(2)中的第m个子块的状态向量输出向量y_m(kT)＝x_m1(kT)，状态方程为

xm((k+1)T)=Amxm(kT)ym(kT)=Cmxm(kT)---(4)]]>

其中状态转移矩阵Am=αmαm-1αm+1αm,]]>中间变量α_m＝cos(mωT))，输出矩阵C_m＝[1 0]；

复合观测器是一个闭环系统，这个系统有一个开环部分是由N个单一观测器以并列方式组成的，一个单一观测器对应一次谐波，状态向量x^(kT)=[x^0(kT),x^1(kT),x^2(kT),...,x^m(kT),...,x^N(kT)]]]>是x(kT)的估计量，输出向量y^(kT)=[y^0(kT),y^1(kT),y^2(kT),...,y^m(kT),...,y^N(kT)]]]>是y(kT)的估计量，误差向量复合状态观测器的状态方程为：

x^((k+1)T)=Fx^(kT)+De(kT)y^(kT)=Gx^(kT)---(5)]]>

其中状态转移矩阵F=F000-0-00F10-0-000F2-0-0-------000-Fm-0-------000-0-FN,]]>输出矩阵G＝[1 1 0 1 0--1 0]，误差矩阵D＝[d₀，(d₁₁，d₁₂)(d₂₁，d₂₂)...(d_m1，d_m2)...(d_N1，d_N2)]^T，

当m＝0时，式(5)中的第0个子块的状态方程为

x^0((k+1)T)=F0x^0(kT)+D0e(kT)y^0(kT)=G0x^0(kT)---(6)]]>

其中状态转移矩阵F₀＝A₀，输出矩阵G₀＝C₀，误差矩阵D₀＝d₀；

当m＞0时，式(5)中的第m个子块状态方程为

x^m((k+1)T)=Fmx^m(kT)+Dme(kT)y^m(kT)=Gmx^m(kT)---(7)]]>

其中状态转移矩阵F_m＝A_m，输出矩阵G_m＝C_m，误差矩阵D_m＝[d_m1 d_m2]；

以瞬时谐波估算法为基础分别建立电压复合观测器和电流复合观测器，以估算电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)中的直流分量、基波分量、各次谐波分量；

电压复合观测器的动态方程为：

x^V((k+1)T)=Fx^V(kT)+De(kT)V^(kT)=Gx^V(kT)---(8)]]>

其中状态向量x^V(kT)=[x^V0(kT),x^V1(kT),x^V2(kT),...,x^Vm(kT),...,x^VN(kT)]]]>是输出电压状态向量的估计量，输出向量V^(kT)=[V^0(kT),V^1(kT),V^2(kT),...,V^m(kT),...,V^N(kT)]]]>是输出电压的估计量，

当m＝0时，式(8)中的第0个子块(直流电压)的状态方程为

x^V0((k+1)T)=F0x^V0(kT)+D0e(kT)V^0(kT)=G0x^V0(kT)---(9)]]>

其中状态变量是输出电压中直流电压状态变量的估计量，输出向量是输出电压中直流分量的估计量；

当m＞0时，式(8)中的第m个子块(第m次谐波电压)的状态方程为

x^Vm((k+1)T)=Fmx^Vm(kT)+Dme(kT)V^m(kT)=Gmx^Vm(kT)---(10)]]>

其中状态变量是输出电压中第m次谐波电压分量状态变量的估计量，输出向量是输出电压中第m次谐波电压的估计量；

电流复合观测器的动态方程为：

x^I((k+1)T)=Fx^I(kT)+De(kT)I^(kT)=Gx^I(kT)---(11)]]>

其中状态向量x^I(kT)=[x^I0(kT),x^I1(kT),x^I2(kT),...,x^Im(kT),...,x^IN(kT)]]]>是输出电流状态向量的估计量，输出向量I^(kT)=[I^0(kT),I^1(kT),I^2(kT),...,I^m(kT),...,I^N(kT)]]]>是输出电流的估计量；

当m＝0时，式(11)中的第0个子块(直流电流)的状态方程为

x^I0((k+1)T)=F0x^I0(kT)+D0e(kT)I^0(kT)=G0x^I0(kT)---(12)]]>

其中状态变量是输出电流中直流电流状态变量的估计量，输出向量是输出电流中直流分量的估计量；

当m＞0时，式(11)中的第m个子块(第m次谐波电流)的状态方程为

x^Im((k+1)T)=Fmx^Im(kT)+Dme(kT)V^m(kT)=Gmx^Im(kT)---(13)]]>

其中状态变量是输出电流中第m次谐波电流分量状态变量的估计量，输出向量是输出电流中第m次谐波电流的估计量；

步骤4：根据电流复合观测器的估算结果，计算滤波电感的谐波总压降即谐波前馈补偿量；

滤波电感内阻上的压降V_RL＝R_L·i_h，i_h为总谐波电流，根据电流复合观测器的估算结果来计算滤波电感上的压降V_hL＝L_f·di_h/dt，第m次谐波的感抗为mωL_f，由谐波电流造成的电感两端的压降由下式计算：

VhL=Σm=2N[mωLf]·Imcos(mωkT)---(14)]]>

其中I_m为第m次谐波电流，L_f为滤波电感，C_f为滤波电容，R_L、R_C分别为L_f和C_f的内阻；

输出电流减去基波电流再乘以滤波电感内阻即可得到负载电流在滤波电感内阻上的压降，根据公式(11)利用各次谐波的正交分量分别求得负载电流各次谐波在电感上产生的谐波压降，然后求和得到谐波压降之和，因此滤波电感谐波总压降为V_drop＝R_L·i_h+V_hL，即前馈补偿量V_drop＝R_L·i_h+V_hL；

步骤5：根据电压复合观测器的估算结果，计算高频谐波电压即噪声反馈补偿量；

输出电压减去直流电压和基波电压为高频谐波电压，即

v_h＝V(kT)-V₀(kT)-V_Fsin(kT)(15)

其中V₀(kT)为输出电压的直流电压；

步骤6：FPGA将V_Fsin、V_Fcos、I_Fsin、I_Fcos、V_drop、V_h发送给DSP；

步骤7：进行基于D-Q模型的基波跟踪控制，得到单相逆变电源的基波控制量；

步骤8：进行谐波补偿控制；

将滤波电感上产生谐波总压降V_drop作为前馈控制量叠加到基波控制量上，以补偿因非线性负载引起的输出波形的畸变；

步骤9：噪声反馈补偿控制，通过噪声反馈补偿量对输出信号的谐波及噪声信号进行补偿；

步骤10：计算输出波形控制量，产生SPWM波形，输出SPWM控制信号；

输出波形控制量包含基波控制量、谐波前馈补偿量和噪声反馈补偿量；

V_con＝V_F+V_drop-V_h(20)

以输出波形控制量V_con为调制波、幅值为U_d频率为f_c的三角波为载波，在DSP的PWM模块中实现SPWM调制技术，产生SPWM控制信号；

步骤11：将DSP输出的SPWM控制信号电平转换后送至IGBT驱动电路，最终驱动IGBT；

步骤12：全桥逆变电路工作，调整输出电压。