[发明专利]一种反激式电源电路及其控制方法

说明书

本发明属于开关电源技术领域，具体的说是涉及一种反激式电源电路及其控制方法。本发明的电路包括原边部分、副边部分和辅助边部分，所述原边部分的同名端接供电端，所述副边部分的异名端接输出电压端，所述辅助边部分的同名端通过第一电阻和二极管后接电源控制芯片VCC引脚，即辅助部分在原边部分导通时导通，在副边导通时关断。本发明的有益效果是：本发明能够改善输出电压波动剧烈情况下的Vcc供电电压变化范围。

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，具体的说是涉及一种反激式电源电路及其控制方法。

背景技术

反激式(Flyback)变换器又称单端反激式或隔离式Buck-Boost变换器。因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单，成本低廉，在小功率电源以及各种电源适配器中应用广泛。目前常见的开关电源架构如下图1所示。

目前主流的反激式开关电源至少有三个绕组：原边绕组，副边绕组，辅助绕组。原边绕组储能时副边绕组和辅助绕组不参与能量交换，而原边绕组停止储能时辅助绕组和副边绕组续流，以实现原边和副边的隔离和电压变换。辅助绕组和输出绕组同相位。在这个过程中辅助绕组承担两个功能：给原边芯片提供正常工作需要的能量，同时实现输出电压信息的采集。

目前通用的反激变换器架构，辅助绕组给原边芯片供电，架构如图2所示，供电电压和绕组匝数之间的关系如下：

VCC＝Naux/Ns*(Vout+Vd1)-Vd2 (式1)

其中，Naux为辅助绕组匝数，Ns为副边绕组匝数，Vout为输出电压，VCC为电源控制芯片VCC脚的供电电压，Vd1为输出整流管的导通压降，Vd2为辅助绕组串联整流管的导通压降。

根据上述计算可知，VCC电压随Vout电压变化比较大。对于一些宽供电电压范围的应用，比如PD/QC适配器，或其他需要调节输出电压变化的场合，则VCC电压变化范围比较大，此时VCC供电电压将比较麻烦。由于一般驱动MOS的芯片的VCC供电电压最低大约8V，所以当输出电压最低时必须保证VCC电压高于8V。比如，对于PD适配器，协议规定最低输出电压3.3V，最高可以到21V，变化范围大约6.4倍。也就是说，如果保证输出电压最低时VCC电压8V，那么最高VCC供电电压大约是8*6.4＝51.2V。如此高的供电电压，会带来很多问题，比如功耗增大，芯片脚所需要的的耐压提高等。

针对这种情况，各种电源IC公司提出了很多解决办法，比如增加电压钳位/LDO电路，使得芯片供电电压钳位到一个比较低的值。典型的电压钳位电路如图3所示。

其中，R31是限流电阻阻值一般从几欧姆到几十欧姆，某些场合也可以省去。D7是整流二极管。Q1是一颗NPN型三极管，R10给Q1提供基极电流。ZD1是一颗Zener管，通常选择10V～24V之间。D4是一颗通用小信号二极管，C7、C28都是储能电容。

对于该电路，如果忽略二极管、三极管结电压的压降，则当输入电压高于12V时，zener二极管ZD1导通将VCC电压钳位到12V，多余的能量会被zener管消耗掉。这样会导致能量损失，效率降低。

还有一种做法，VCC绕组以较高的电压供给芯片，芯片内部集成LDO，这样简化了外围电路增加了系统可靠性，但同样地VCC绕组能量会被消耗掉，效率降低。同时芯片内部集成LDO，也不利于散热。

发明内容

本发明针对上述问题，提出了一种与普通的反激变换器不同的电路结构，采用本发明的反激式电源电路，可以在原边导通时辅助绕组给VCC绕组供电，同时在副边导通时反馈副边绕组电压。同时由于输入电压变化范围较小(直流输入电压变化范围大约90V～375V，变化范围4.17倍)，所以VCC供电电压的变化范围可以比较小。

本发明的技术方案是：