[发明专利]串联同时供电正激周波变换型单级多输入高频环节逆变器

权利要求书

1.一种串联同时供电正激周波变换型单级多输入高频环节逆变器，其特征在于：这种逆变器是由双向功率流n输入单输出串联同时选择功率开关电路、双向功率流单输入单输出高频逆变电路、高频变压器、周波变换器、输出滤波器依序级联构成，并且双向功率流n输入单输出串联同时选择功率开关电路的每路输入端均级联一路输入滤波器，n路输入滤波器之间无公共端，n为多输入源的路数，n为大于1的自然数；所述的双向功率流n输入单输出串联同时选择功率开关电路是由n路双向功率流串联同时选择功率开关电路以其每路的正、负极性输出端顺向串联构成，每路双向功率流串联同时选择功率开关电路均由一个能承受单向电压应力、双向电流应力的两象限功率选择开关和一个功率选择二极管构成且两象限功率选择开关的源极与功率选择二极管的阴极相连接，两象限功率选择开关的漏极和功率选择二极管的阳极分别为该路双向功率流串联同时选择功率开关电路的正、负极性输入端，两象限功率选择开关的源极和功率选择二极管的阳极分别为该路双向功率流串联同时选择功率开关电路的正、负极性输出端；所述的双向功率流单输入单输出高频逆变电路为推挽式、推挽正激式、半桥式、全桥式电路，推挽式电路由两个承受单向电压应力、双向电流应力的两象限高频功率开关构成且两个两象限高频功率开关的源极均与串联同时选择功率开关电路的负极性输出端相连、两个两象限高频功率开关的漏极分别与高频变压器原绕组的两个不同端相连、高频变压器原绕组的中心抽头与串联同时选择功率开关电路的正极性输出端相连，推挽正激式电路由两个承受单向电压应力、双向电流应力的两象限高频功率开关和一个箝位电容构成、一个两象限高频功率开关的漏极和源极分别与高频变压器一个原绕组的非“·”端和另一个原绕组的“·”端相连且其漏极与串联同时选择功率开关电路的正极性输出端相连接、另一个两象限高频功率开关的漏极和源极分别与高频变压器一个原绕组的“·”端和另一个原绕组的非“·”端相连且其源极与串联同时选择功率开关电路的负极性输出端相连接、箝位电容的两端分别与高频变压器两个原绕组的“·”端相连接，半桥式电路由左桥臂两个电容和右桥臂两个承受单向电压应力、双向电流应力的两象限高频功率开关构成且右上桥臂开关的漏极和源极分别与左上桥臂电容的正极性端和右下桥臂开关的漏极相连接、右下桥臂开关的源极与左下桥臂电容的负极性端相连接、高频变压器原绕组两端分别与右桥臂开关中点和左桥臂电容中点相连接，全桥式电路由左右桥臂或上下桥臂的四个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限高频功率开关构成、两个上桥臂开关的漏极均与串联同时选择功率开关电路的正极性输出端相连接、两个下桥臂开关的源极均与串联同时选择功率开关电路的负极性输出端相连接、高频变压器原绕组的一端与左上桥臂开关的源极和左下桥臂开关的漏极相连接、高频变压器原绕组的另一端与右上桥臂开关的源极和右下桥臂开关的漏极相连接；所述的周波变换器为全波式、全桥式电路，全波式周波变换器由两个承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成且两个四象限高频功率开关的一个漏极分别与高频变压器副绕组的两个不同端相连接、两个四象限高频功率开关的另一个漏极和高频变压器副绕组的中心抽头与输出滤波器的输入端相连接，全桥式周波变换器由左右桥臂或上下桥臂的四个承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成、两个上桥臂开关的漏极和两个下桥臂开关的漏极分别与高频变压器副绕组的两个不同端相连接，左上桥臂开关和左下桥臂开关的另一个漏极、右上桥臂开关和右下桥臂开关的另一个漏极与输出滤波器的输入端相连接；所述逆变器的双向功率流n输入单输出串联同时选择功率开关电路和双向功率流单输入单输出高频逆变电路将n路输入直流电压源U_i1、U_i2、…、U_in调制成电平幅值随输入供电电源数变化的双极性两态多电平高频电压方波或双极性三态多电平SPWM电压波，经高频变压器隔离变压和周波变换器解调成双极性两态或单极性三态多电平SPWM电压波，经输出滤波器后在单相交流负载上获得优质的正弦交流电压或并网正弦电流，推挽式电路解调前后的电压波电平幅值分别为±2(U_i1+U_i2+…+U_in)、±(U_i1N₂/N₁+U_i2N₂/N₁+…+U_inN₂/N₁)，推挽正激式和全桥式电路解调前后的电压波电平幅值分别为±(U_i1+U_i2+…+U_in)、±(U_i1N₂/N₁+U_i2N₂/N₁+…+U_inN₂/N₁)，半桥式电路解调前后的电压波电平幅值分别为±1/2(U_i1+U_i2+…+U_in)、±1/2(U_i1N₂/N₁+U_i2N₂/N₁+…+U_inN₂/N₁)，N₁、N₂分别为高频变压器的原、副绕组匝数；所述第1、2、…、n路功率选择开关和功率选择二极管的电压应力均分别为U_i1、U_i2、…、U_in，推挽式和推挽正激式、半桥式和全桥式高频逆变电路的两象限功率开关电压应力均分别为2(U_i1+U_i2+…+U_in)、U_i1+U_i2+…+U_in，推挽式、推挽正激式、全桥式电路的全波式和全桥式周波变换器两象限功率开关电压应力均分别为2(U_i1+U_i2+…+U_in)N₂/N_1、(U_i1+U_i2+…+U_in)N₂/N₁，半桥式电路的全波式、全桥式周波变换器两象限功率开关电压应力分别为(U_i1+U_i2+…+U_in)N₂/N_1、(U_i1+U_i2+…+U_in)N₂/(2N₁)；所述逆变器构成的独立供电系统采用具有n输入源供电平滑切换功能的第1、2、…、n-1路输入源输出功率固定和第n路输入源补充负载所需的不足功率的输出电压输入电流瞬时值反馈双极性移相、单极性移相主从功率分配能量管理SPWM控制策略，所述逆变器构成的并网发电系统采用第1、2、…、n路输入源输入电流瞬时值反馈双极性移相、单极性移相最大功率输出能量管理SPWM控制策略；双极性移相主从功率分配能量管理SPWM控制策略是，逆变器的前n-1路输入源经最大功率点计算输出基准电流信号I^＊_i1r、I^＊_i2r、…、I^＊_i(n-1)r，前n-1路输入电流反馈信号I_i1f、I_i2f、…、I_i(n-1)f分别与前n-1路基准电流信号I_i1r、I_i2r、…、I_i(n-1)r经比例积分调节器比较放大，输出电流误差放大信号I_1e、I_2e、…、I_(n-1)e、kI_(n-1)e分别与移位后的单极性锯齿形载波-u_c+U_cm/2比较并经适当的组合逻辑电路后输出串联同时选择功率开关的控制信号u_gss1、u_gss2、…、u_gssn，0＜k＜1，双极性锯齿形载波u_c经上升沿二分频输出高频逆变电路功率开关的控制信号u_gs1(u_gs4)及其反相信号u_gs2(u_gs3)，逆变器的输出电压反馈信号u_of与基准正弦电压u_r经比例积分调节器比较放大输出电压误差放大信号u_e，u_e分别与双极性锯齿形载波u_c和-u_c比较、考虑输出电感电流i_Lf的极性选择信号并经适当的组合逻辑电路后输出周波变换器功率开关的控制信号u_gs5(u_gs′5)、u_gs6(u_gs′6)、u_gs7(u_gs′7)、u_gs8(u_gs′8)，当负载功率P_o大于前n-1路输入源的最大功率之和时输出电压u_o减小、电压调节器输出电压u_e的有效值大于门槛比较电平U_t且I_1e、I_2e、…、I_(n-1)e均大于零，二极管D₁、D₂、…、D_n-1阻断，前n-1路电流调节器与第n路电压调节器分别独立工作，即I_i1r＝I^＊_i1r、I_i2r＝I^＊_i2r、…、I_i(n-1)r＝I^＊_i(n-1)r，前n-1路电流调节器用于实现前n-1路输入源的最大功率输出、第n路电压调节器用于实现逆变器输出电压的稳定、n路输入源同时向负载供电，当负载功率P_o小于前n-1路输入源的最大功率之和时输出电压u_o增大、电压调节器输出电压u_e的有效值降低到门槛比较电平U_t以下时二极管D_n-1导通，D₁、D₂、…、D_n-2仍阻断，滞环比较电路n+1输出低电平、第n路输入源中止供电、电压调节器与电流调节器构成双闭环控制系统、前n-1路输入源在一个开关周期内同时向负载供电、电流调节器的基准电流I_i(n-1)r减小、即I_i(n-1)r＜I^＊_i(n-1)r、第n-1路输入源输出功率降低而工作在非最大工作点、第n路输入源输出功率降为零、逆变器的输出电压u_o趋于稳定；单极性移相主从功率分配能量管理SPWM控制策略是，逆变器的前n-1路输入源经最大功率点计算输出基准电流信号I^＊_i1r、I^＊_i2r、…、I^＊_i(n-1)r，前n-1路的输入电流反馈信号I_i1f、I_i2f、…、I_i(n-1)f分别与前n-1路基准电流信号I_i1r、I_i2r、…、I_i(n-1)r经比例积分调节器比较放大，输出电流误差放大信号I_1e、I_2e、…、I_(n-1)e、kI_(n-1)e分别通过除法器、乘法器、比较器以及适当的逻辑电路后输出串联同时选择功率开关的控制信号u_gss1、u_gss2、…、u_gssn，逆变器的输出电压反馈信号u_of与基准正弦电压u_r经比例积分调节器比较放大输出电压误差放大信号u_e，u_e及其反相信号-u_e分别与双极性锯齿形载波u_c比较并经下降沿二分频和非门电路后输出高频逆变电路的功率开关控制信号u_gs1、u_gs2、u_gs3、u_gs4，控制框图中的k、u_sum、U_summ、I_1em分别表示小于1大于0的系数、高频逆变电路左桥臂和右桥臂导通信号的或信号、u_sum的电平幅值、电流误差放大信号I_1e的最大值，双极性锯齿形载波u_c经下升沿二分频后输出周波变换器功率开关的控制信号u_gs5(u_gs′5)、u_gs6(u_gs′6)、u_gs7(u_gs′7)、u_gs8(u_gs′8)； 所述逆变器根据交流负载的大小通过控制n路双向功率流串联同时选择功率开关的导通与截止决定需要投入工作的输入源路数，n路输入源在一个高频开关周期内按U_i1+U_i2+…+U_in、U_i1+U_i2+…+U_in-1、…、U_i1先后次序串联同时向交流负载供电，实现了n个不共地、不稳定的输入直流电压单级高频隔离高效逆变成一个交流负载所需的稳定优质的正弦交流电。

2.根据权利要求1所述的串联同时供电正激周波变换型单级多输入高频环节逆变器，其特征在于：所述串联同时供电正激周波变换型单级多输入高频环节逆变器的输出端并接一个储能设备的单级隔离双向充放电变换器，以构成一个能充分利用n输入源能量的输出电压稳定的独立供电系统；所述的单级隔离双向充放电变换器是由输入滤波器、高频逆变器、高频变压器、周波变换器、输出滤波器依序级联构成，周波变换器是由能承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成，单级隔离双向充放电变换器在储能设备放电和充电时分别等效于一个单级电压型高频环节DC-AC变换器和一个单级电流型高频环节AC-DC变换器；所述的独立供电系统采用具有单级隔离双向充放电变换器输出电压独立控制环路的n个输入源最大功率输出能量管理控制策略，n个输入源均工作在最大功率输出方式，根据负载功率与n个输入源最大功率之和的相对大小实时控制单级隔离双向充放电变换器的功率流大小和方向，实现系统输出电压的稳定和储能设备充放电的平滑无缝切换；负载功率大于n个输入源的最大功率之和时系统工作在储能设备通过单级隔离双向充放电变换器向负载提供所需的不足功率的供电模式Ⅱ，储能设备单独向负载供电的供电模式Ⅲ属于供电模式Ⅱ的极端情形，负载功率小于n个输入源的最大功率之和时系统工作在n个输入源输出的剩余能量通过单级隔离双向充放电变换器对储能设备充电的供电模式Ⅰ；对于输出滤波电容和负载而言，串联同时供电正激周波变换型单级多输入高频环节逆变器和单级隔离双向充放电变换器的输出端并接相当于两个电流源的并联叠加；将第1、2、…、n路输入源输出电流分别与第1、2、…、n路输入源最大功率点基准电流进行误差放大，第1、2、…、n路误差放大信号乘以正弦同步信号再分别与同一高频载波信号交截生成第1、2、…、n路信号控制n输入逆变器，n输入逆变器输出滤波电感电流与输出电压同频同相、输出有功功率，将系统输出电压与基准电压的误差放大信号与高频载波信号交截生成SPWM信号进行控制的所述充放电变换器的输出滤波电感电流与系统输出电压之间存在相位差θ、不同的相位差θ意味着输出不同大小和方向的有功功率；负载功率等于n个输入源的最大功率之和时θ＝90°、充放电变换器输出的有功功率为零，负载功率大于n个输入源的最大功率之和时输出电压减小、θ＜90°、充放电变换器输出有功功率即储能设备提供负载所需的不足功率，负载功率小于n个输入源的最大功率之和时输出电压增大、θ＞90°、充放电变换器输出负有功功率即n个输入源输出的剩余功率对储能设备充电。