[发明专利]VHF电路的控制方法、VHF电路及其电源扩展架构

说明书

本发明公开一种基于氮化镓器件的超高频直流变压器的新型控制策略，属于DC‑DC功率变换领域。该控制策略是在滞环控制的基础上，使滞环控制输入端的各点电压的幅值跟随输入电压等比例地变化，使得开关管DS两端电压的相位与其驱动电压的相位始终能够很好得匹配起来，从而解决了VHF电路闭环工作时，随着输入电压上升而产生的同步整流管以及主开关管反向导通时间变长的问题，减小了开关管的反向导通损耗。在所述VHF直流变压器控制策略的基础上，提出了一种基于GaN VHF直流变压器的新型电源架构。所述电源架构具有很高的功率密度和动态响应速度。并且，在这种新型电源架构中可以利用多个该控制方式下的VHF直流变压器串联或者并联的方法实现整个电源架构高电压输出或者大电流输出的功能，增加了电路设计的灵活性。

技术领域

本发明属于功率变换技术领域，特别涉及以氮化镓(Gallium Nitride,GaN)器件为开关器件的DC-DC功率变换技术领域的VHF电路的控制方法、VHF电路及其电源扩展架构。

背景技术

随着电力电子技术的发展，功率变换器正向高频化方向发展。传统功率变换器的工作频率一般为几十千到几百千赫兹，动态响应慢，同时储能元件(如电容、电感)的体积和重量相对较大，很大程度上降低了变换器的功率密度。而工作频率的提高能够有效加快变换器的动态响应速度以及变换器的功率密度。因此，变换器高频化、高功率密度化是功率变换器的发展趋势。

随着基于第3代半导体材料的宽禁带半导体器件的推出，功率变换器的工作频率以及变换器效率都得到了显著提升。作为宽禁带半导体器件的典型代表，氮化镓(GalliumNitride,GaN)器件具有极小的导通电阻和寄生电容，与同等条件下的硅器件相比其对应的导通损耗和驱动损耗会大大降低，所以把GaN器件作为主开关管与同步整流管运用到超高频(Very High Frequency,缩写为VHF，为简洁起见，以下简称为“VHF”)电路中是有现实意义的。尽管GaN器件具有很多的优点，但是GaN器件在VHF电路中的使用还存在着很多待解决的问题。与传统的硅器件不同，GaN器件没有反偏二极管，在未加驱动电压，电流反向流过GaN晶体管的时候，需要依靠反向导通机制来使得电流导通，由此引起的反向导通压降会很高，大约是常见硅MOS管反偏二极管导通电压的两倍，反向导通损耗很大。

而另一方面，VHF电路中主开关管在固定占空比条件下工作，并且通过滞环控制的方式稳定输出电压。采用这一控制方式的超高频电路存在的问题是，随着输入电压的上升，同步整流管会出现提前开通的现象，并且两只开关管的反向导通时间均变长、反向导通损耗均变大。对于一台输入电压范围在18-36V之间的VHF直流变换器，图1与图2分别给出了电路闭环后18V输入及36V输入时同步整流管的驱动电压及DS两端电压波形。在VHF电路中，为了减小器件的开关损耗，往往希望器件能够实现软开关，希望器件的电压、电流能够自然到零。观察图1发现，当输入电压为18V时，同步整流管电压能够自然到零、实现软开关，并且同步整流管没有反向导通，无反向导通损耗。观察图2发现，当输入电压为36V时，同步整流管硬开通，同步整流管电压并没有自然到零，具有很大的开关损耗；并且同步整流管的反向导通时间达到15ns，超过整个导通时间的25％，产生很大的反向导通损耗。为了解决同步整流管的硬开通问题，一般采取的措施是给同步整流管的驱动一个延时信号，使得同步整流管DS两端电压与其驱动电压能够匹配起来，并且输入电压越大时同步整流管驱动电压的延时时间也就越长。图3给出了，36V输入时对同步整流管驱动电压做精确延时后同步整流管的驱动电压及其DS两端的电压波形，观察图3发现，通过对驱动电压做精确的延时以后，可以避免同步整流管的硬开通的现象，但是此时同步整流管仍有12ns的反向导通时间，仍然具有很大的反向导通损耗。图4与图5分别表示电路闭环后18V输入和36V输入时主开关管DS两端电压波形，观察图5发现，36V输入时主开关管的反向导通时间达到5ns，超过整个导通时间的10％，造成很大的反向导通损耗。

综上，如何避免同步整流管与主开关管的反向导通损耗随着输入电压的上升而增加是把GaN器件运用到VHF电路中亟待解决的问题。

发明内容