[发明专利]混频器电路、集成电路以及射频通信单元

说明书

本申请为中国专利申请201080041394.5的分案申请，原申请的申请日为2010年07月28日，发明名称为：混频器电路、集成电路以及射频通信单元。

技术领域

本发明涉及一种混频器电路、集成电路装置以及包含该混频器电路和/或集成电路的一射频通信单元，本发明尤其应用于，但不限于一集成的、线性的、少电感的混频器电路中。

背景技术

在射频(Radio Frequency，以下简称为RF)通信接收器领域，接收器前端(front-end)电路的主要任务是处理天线接收的信号，以使后续接收器电路(举例而言，解调(demodulation)电路)对天线接收的信号的处理更容易，其中天线耦接至接收器前端电路。一般地，此类前端电路包含低噪声放大器(Low Noise Amplifier，以下简称为LNA)电路，用于放大已接收RF信号，以及混频器电路用于执行频率变换，将已放大RF信号变换为低频率的中频或者基带信号。然后，可对中频/基带信号滤波，以去除干扰(interfering)信号等。

因为混频器电路输出的中频或基带信号的频率一般远低于已接收RF信号的载波(carrier)频率(f_RF)，故接收链内的混频器电路以后的所有级，均运作于低频或者基带频率。此外，由于混频器电路之前的LNA电路或者混频器电路自身(若使用有源(active)混频器)提供的放大，混频器电路之后的信号电平(level)大于已接收RF信号的信号电平。因此，此低频率/高信号电平特性允许使用多种电路技术来实施接收链内前端电路之后的各级。

然而，由于已接收RF信号的高工作频率与低信号电平，仅仅少数电路技术可成功地实施于包含LNA电路与混频器电路的前端电路中。LNA提供的放大作用增大了混频器电路/装置的输入端的信号电平，以及因此降低了其抗噪声要求。然而，众所周知，完全整合的LNA选择性较差。其结果是，LNA不仅放大需要的信号成分，而且放大不需要的信号成分，其中所述不需要的信号成分的频率接近于需要信号成分的频率。因此，LNA增益越高，对混频器电路线性(linearity)的要求越具有挑战性。由于接收器前端的混频器经常于三阶截止点(third order intercept point，以下简称为IP3)指标遇到瓶颈(bottleneck)，因此，除二阶截止点(second order intercept point，IP2)外，IP3也为混频器电路的关键线性尺度之一。

请参考图1，图1为现有技术的吉尔伯特正交混频器(Gilbert quadrature mixer)100形式的混频器电路拓扑(topology)的示意图。吉尔伯特正交混频器100包含一对吉尔伯特单元混频器(Gilbert cell mixer)110与120。每个吉尔伯特单元混频器110、120的输入级分别包含一跨导(transconductance)级115与125，用于将例如来自一前置(preceding)LNA或滤波器的输入信号转换为信号电流。然后，所述信号电流被一组四晶体管130斩波(chopped)，该四晶体管130将信号电流的频率下转换(down-convert)为所需的中频或基带频率。吉尔伯特正交混频器100的输出以电流形式且一般地通过电阻/电容(Resistor/Capacitor，以下简称为RC)负载(未示出)转换为电压，RC负载也运作为低通滤波器(low-pass filter)。

此种现有技术的混频器设计存在两个较大限制。首先，混频器的线性度主要由输入跨导级115与125限制；其次，输出中存在晶体管130产生的闪烁噪声(flicker noise，又称1/f噪声)。对于第一个限制，适应于手提式装置(例如，移动电话听筒等)的电流消耗的好的混频器设计，要求输入参考IP3值小于大约0dBV。使用输入跨导级达不到这种严格的要求。对于上述指出的第二个限制，由于双极型晶体管(bipolar transistor)的闪烁噪声明显小于金属氧化物半导体场效晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors，以下简称为MOSFET)的闪烁噪声，故此限制对于双极型晶体管实施而言并不显著。然而，对于互补式金属氧化物半导体(Complementary Metal Oxide Semiconductor，以下简称为CMOS)，输出中闪烁噪声的存在是一个值得注意的问题。