[发明专利]输入电压采样的补偿电路

说明书

技术领域

本发明涉及一种补偿电路，特别是一种输入电压采样的补偿电路。

背景技术

由于反激式变换器具有结构简单，并且成本低廉的优良特点，从而成为很多电源工程师的首选方案。但是反激式的变换器多为副边反馈控制，即通过TL431和光耦形成的跨导放大器将输出电压反馈到变换器的原边。然而，TL431和光耦都需要较大的静态工作电流，直接影响着小功率和微功率开关变换器的效率和空载功耗，并且光耦容易老化，导致电源的寿命受到限制。所以，近几年流行一种通过原边反馈输出电压的控制方式，只需在变压器辅助绕组采样输出电压，不需要TL431和光耦反馈，从而具有体积小、效率高、成本低的突出优点。如图1所示，是原边反馈反激式变换器的原理图，图2是辅助绕组的电压波形图。基本工作原理是：功率MOS管开通时变压器励磁（t1时段），此时变压器次边绕组和辅助绕组的非接“地”端为负电压，负电压的大小与变压器主边绕组上的电压成正比，比例系数为次边绕组和辅助绕组各自与主边绕组的匝比。MOS管导通时它的漏端电压很小，相对于电源的输入电压来说可以忽略不计，那么此时主边绕组上的压降约等于输入电压，从而辅助绕组非接“地”端口处的负电压与输入电压是比例系数为匝比的比例关系；功率MOS管关断时变压器消磁，图2中t2时间段为消磁时间段，此时辅助绕组的电压与次边绕组的电压之比等于它们之间的匝比，所以检测辅助绕组的电压就反映输出电压的大小，称为原边反馈。

现在的电源控制芯片大多集成了过功率保护或最大电流限定功能，一般通过设定采样电阻的最大阈值电压来实现，当采样电阻上的电压到达该阈值电压时芯片内的比较器翻转而发出过流信号，关断功率MOS管或进行相应的保护。然而，由于电流控制环路存在延时，也就是从采样电阻上的电压达到设定的最大阈值电压时开始直到功率管真正关断这一过程需要时间，导致实际的最大阈值电压比芯片设定的值要大，并且在不同的输入电压下实际的峰值电压值不一样。如图3所示，是在不同输入电压下图1中采样电阻R_CS上的电压波形，V_H是指在高输入电压下最大峰值电流的实际值，V_L是指在低输入电压下最大峰值电流的实际值。V_OC是芯片内部设定的过流保护的阈值电压，Td是芯片CS端口的电压达到V_OC时开始直到功率MOS关断为止所产生的延时时间，对于同一款芯片来说Td基本是常数。正是因为这个延时的存在以及R_CS上的电压斜率不一样（该斜率k=Vin/L，Vin是电源输入电压，L是变压器主边电感量），导致在相同的延迟时间内R_CS上升的时间不一样。过流时R_CS上的实际电压为：

VRCS=VOC+VinLTdRCS---(1)]]>

可见，输入电压越高，采样电阻R_CS上的最大峰值电压实际值越高，导致在不同输入电压下最大输出电流不一样。为了保证在不同输入电压下检测电阻R_CS上的过流点一致，常采用图4所示的前馈电路。通过接输入电压的电阻Rin引入前馈电流，它在R_LC上产生一个小的补偿电压，由于R_CS相对于R_LC和Rin来说可以忽略不计，因此补偿电压约为：