[发明专利]通信接收机及其频偏补偿方法和装置

说明书

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种通信接收机的频偏补偿方法和装置，以及应用所述频偏补偿方法和装置的通信接收机。

背景技术

在移动通信系统中，由于终端的移动性，导致不论是基站接收机还是终端接收机，所接收的信号中都存在有多普勒频移，且终端的移动速度越高，则多普勒频移越大，相邻数据符号间的相位偏差也越大。随着高速铁路和磁悬浮铁路的发展，移动通信中终端的移动速度将会有很大的提高，可达300-400Km/h，这会引入很大的多普勒频移。

在目前的时分-同步码分多址(TD-SCDMA，Time Division-Synchronized Code Division Multiple Access)移动通信系统中，采用线性联合检测算法消除多径和多址干扰，但是线性联合检测算法不能补偿由多普勒频移引起的时变相位偏转，即在联合检测后的符号(即数据符号)中存在有相位偏转量，该相位偏转量与多普勒频移的大小有关，由于相位和频率具有对应关系，所以相位偏转会对应产生频率偏移，频率偏移简称频偏。以实际中终端的移动速度，可以认为在一个时隙内接收数据的频偏为一定值，即接收数据的相位是随时间线性变化的。为了提高解调性能，需要对检测出的符号进行频偏补偿，即估计出频偏的大小，再根据频偏估计结果补偿频偏，即对频偏对应的相位进行补偿。

TD-SCDMA系统中的现有频偏补偿方法是根据检测后的符号进行的，主要思想是根据发送端的调制方案，先对检测后的数据符号进行硬判决，对硬判决后的比特再进行调制，然后计算对应调制符号和检测符号的相位偏差，根据一个时隙内相位随时间的线性变化特性，就可以计算出相位增量和频偏大小，并对检测数据进行频偏补偿。

下面以四相移频键控(QPSK，Quaternary Phase Shift Keying)调制方案为例对现有频偏估计算法进行说明。图1为QPSK星座图。图2为在某一时隙中检测出的数据块结构示意图。参见图1和图2，图2中的数字表示扩频因子(SF，Spreading Factor)为16时的符号数，斜线部分201表示参与信道估计的中间码(Midamble)部分，网格状数据部分202为靠近中间码的M个数据符号；数字1表示占用一个数据符号，GP表示TD系统中时隙间的保护间隔，无数据发送。现有的补偿方法是根据每个时隙检测出的数据块中靠近中间码的M个数据符号进行估计。

下面以一个扩频因子为16的码道为例对现有频偏补偿方案进行说明，主要包括以下步骤：

1)接收机从当前时隙检测出的数据中选出靠近中间码部分的2M个数据符号，如图2中的202所示。

2)根据图1所示的QPSK星座图，对选出的2M个数据符号进行硬判决，并对硬判决比特进行再调制，得到2M个调制符号。

3)计算所述2M个数据符号和2M个对应调制符号的相位差，得到2M个相位值。

4)根据相位的线性变化特性和得到的2M个相位值，计算出数据符号间的相位增量，根据下面关系式(1)可以计算出频偏f：

θ＝2πft                  (1)

5)根据计算出的频偏f对该时隙检测出的数据进行频偏补偿。

根据QPSK的星座图，所述硬判决过程为：计算检测出的数据符号与星座图中四个星座点的欧氏距离，欧氏距离最小的星座点对应的数据符号即认为是发送端发送的数据符号。根据星座图，两个相邻星座点间的相位差为：π/2，结合上面的硬判决过程，在理想无噪声情况下，保证硬判决正确的条件是接收数据的相位旋转小于π/4.这就要求参与频偏估计的符号中最大的相位旋转不能超过π/4，，而根据图2给出的示意图，离中间码最远的符号数为M+1+4，理论上M的取值可为1至22中的任何整数值，M值越小能估计的频偏范围越大但精度越差，M值越大能估计的频偏范围越小，但精度更高。考虑到实际中噪声和干扰的影响，M小于3时频偏估计精度太差，下面给出M取3时理想情况下能估计的最大频偏范围，此时最大相位旋转符号的时间跨度为8个符号长度，即有下面关系式(2)：

π/4＝2πf(8*Δt)       (2)