[发明专利]电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置及方法

说明书

技术领域

本发明涉及一种电荷泵式准有源功率因数校正电路，尤其是一种高功率因数低总谐波失真准有源功率因数校正电路及方法。

背景技术

在过去，由于白炽灯技术的发展，使得现在的照明系统基本都是白炽灯通用照明系统。然而，随着LED技术的发展，LED发光效率正在大幅度的提升，所以，更加节省能源的LED通用照明系统正在逐渐地替代白炽灯通用照明系统。

但是现在居民所使用的市电供电电源为交流电流，而LED需要通过直流电流驱动，所以如何将交流电流转换成直流电流供LED使用成为了LED普及过程中必须要解决的一个问题。在过去，要解决这个问题，往往是通过LED驱动电源将交流电流转换成对应的直流电流；而在使用LED驱动电源的时候，为了避免LED驱动电源对市电电网的干扰，所以就需要制定相应的标准来规范LED驱动电源，而要实现这种规范LED驱动电源使用的标准的时候，必须满足一定的指标，如：功率因数大于0.9，总谐波失真小于15％等。

现有的技术中，LED驱动电源有一级有源控制的升压式功率因数校正电路，其输出后接降压或隔离升降压直流-直流功率变换器，输出对应的LED驱动电流。这种两级功率电流变换结构，能满足其对应的输入指标和输出指标，但其整体的成本高，效率不高。

所以，在LED普及化的过程中，如何简化以上所述的功率因数校正电路结构，以降低成本是亟需攻克的难题。美国专利US5986901(图2)、US6909622B2(图3)，在已有的填谷基础(图1)上给出一简化的功率因数校正电路来代替有源控制的升压式功率因数校正电路。但是使用该技术来使得LED驱动电源的输入端的指标无法满足相应的规范，如：使用该技术的总谐波失真接近25％，离要求的总谐波失真小于15％还有不小的差距。

在US5986901专利技术介绍该电路的工作原理；电路工作是分两个工作模式；其一是直接供电模式，其二是电荷泵模式。直接供电模式的工作条件是输入瞬时电压大于直流储能电容电压但小于两直流储能电容电压之和。在功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值时，这输入瞬时电压经电感Lin和整流桥向负载提供电流、能量和功率。由于这负载电流流过电感Lin，就有能量储存在这电感Lin中。当这负载电流自固定值跳变为零之后，输入瞬时电压和储存在电感Lin的能量就经二极管D3、D4释放给两直流储能电容C1、C2。由于输入瞬时电压小于两直流储能电容C1、C2的电压之和，这电感Lin放电电流衰减到零。

在直接供电模式中，每个开关周期分为两个部分；第一部分输入电源直接供电给负载；第二部分输入电源对两直流储能电容C1、C2充电。

电荷泵模式的工作条件是输入瞬时电压小于直流储能电容电压；在功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值时，两直流储能电容C1、C2将向负载提供电流、能量和功率，这两直流储能电容C1、C2的释放电流经过电流变压器Tc的两绕组并联地向负载提供电流。电流变压器Tc的第三绕组的电流是用来经电荷泵电容Cc向输入瞬时电压吸收能量的；这样电荷泵电容Cc的电压增加同时电流变压器Tc第三绕组的激磁电流也对应的增加。由于阻断二极管D4的作用，两直流储能电容C1、C2不会对电荷泵电容Cc放电。当这负载电流自固定值跳变为零之后，这电荷泵电容Cc和电流变压器Tc第三绕组的激磁电流以及输入瞬时电压经电感Lin经二极管D3对两直流储能电容C1、C2释放能量；由于输入瞬时电压小于直流储能电容电压，这放电电流衰减到零。

在电荷泵模式中，每个开关周期分为两个部分；第一部分输入电源对电感Lin和电荷泵电容Cc供电；第二部分输入电源通过电感Lin和电荷泵电容Cc对两直流储能电容C1、C2充电。

无论在直接供电模式还是电荷泵模式，功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值时，由于电感Lin和电流变压器Tc绕组的寄生电感作用，该电路是不能立即提供所需要功率因数校正电路的负载电流的。该电路需要一定的时间来产生这所需要功率因数校正电路的负载电流。正是这一特点，该电路具有开通缓冲电路(turn-on snubber)的功能。对有些后续功率变换器而言，可以减小对应的开关损耗。但这特性在其他恒定输出电流的应用要求而言，会使得这恒定输出电流的实现成本提高。

US5986901所述电路在输入电压变化范围中，只分两个工作模式。由对应工作模式原理可知，这两工作模式的输入电流差距比较大，而不能使得输入电流随输入电压平滑地线性变化。通常使用这技术电路的输入电流的总谐波失真在25％左右。