[发明专利]基于LLC谐振的双向DC/DC变换器的控制方法

说明书

【技术领域】

本发明涉及基于LLC谐振的双向DC/DC变换器的控制方法。

【背景技术】

现有基于LLC谐振的双向直流-直流变换器都是通过增加辅助电感或者谐振电容来获得变换器双向升压的能力，这样不仅增加了电路成本与设计的难度，而且电路在LLC谐振模式下的工作特性也会改变，使变换器谐振特性变差，失去拓扑的软开关优势。例如在开关网络桥臂中点添加辅助电感的双向LLC拓扑结构，该种结构虽然有双向升压运行的能力，但是增加了一个磁元件，而且电路工作时总会有电感被谐振槽输入电压钳位，由此会导致磁元件损耗和饱和问题。另外一种是在变压器两侧都有谐振电容和谐振电感的对称的CLLC拓扑结构(有时也称作双向LLC)，该种电路结构虽然双向运行的特性对称，但是其频率—增益曲线有多个峰值点，变频控制时电路可能进入正反馈，不利于电路控制和参数设计。

如图1所示，是一种现有的基于LLC谐振的双向DC/DC变换器，包括第一全桥开关网络1、谐振槽路、变压器T1、第二开关网络2、第一电源V1和第二电源V2，所述第一电源V1通过第一全桥开关网络1和谐振槽路与变压器T1的输入侧连接，所述第二电源V2通过第二开关网络2与变压器T1的输出侧连接。这里变压器T1的的输入侧可以是变压器T1的初级侧或次级侧。在所述第一电源V1向第二电源V2提供能量时，所述第一全桥开关网络1用于将所述第一电源V1的直流电压转换为交流电压，所述第二开关网络2用于对所述变压器T1输出的交流电压进行整流；在所述第二电源V2向第一电源V1提供能量时，所述第二开关网络2用于将所述第二电源V2的直流电压转换为交流电压，所述第一全桥开关网络1用于对所述变压器T1输出的交流电压进行整流。

第一全桥开关网络1包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，第一全桥开关网络1的直流侧的两端分别与第一电源V1的正极和负极连接，第一全桥开关网络1的交流侧与谐振槽路连接。第一滤波电容C1跨接在第一电源V1的两端。

谐振槽路包括依次串联的谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm，其中，励磁电感Lm的两端分别连接变压器T1的输入侧的两个端口，第一全桥开关网络1的交流侧的两端分别与谐振电感Lr的一端和励磁电感Lm与变压器T1的公共端连接。

第二开关网络是一个全桥开关网络，包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，第二开关网络的直流侧的两端分别与第二电源V2的正极和负极连接，第二开关网络的交流侧的两端分别与变压器T1的输出侧的两端连接，第二滤波电容C2和第三滤波电容C3串联后跨接在第二电源V2的两端，变压器T1的中间抽头与第二滤波电容C2与第三滤波电容C3的公共端。

【发明内容】

在第二电源V2向第一电源V1提供能量时，采用传统的驱动方法，如第二开关管Q2和第三开关管Q3，第一开关管Q1和第四开关管Q4都与谐振槽路中的电流的方向同步，其中，当谐振槽路中的电流要通过第二开关管Q2和第三开关管Q3时，第二开关管Q2和第三开关管Q3同时导通(此时第一开关管Q1和第四开关管Q4同时关断)，当谐振槽路中的电流要通过第一开关管Q1和第四开关管Q4时，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时导通(此时第二开关管Q2和第三开关管Q3同时关断)，励磁电感Lm在整个周期被钳位于交流的方波电压中，使得励磁电感Lm不再参与谐振过程，变换器的增益特性也不同于LLC谐振增益特性，退化为LC谐振电路结构，而LC谐振电路的最大的电压增益为1，即不考虑变压器变比，电路反向运行时只能工作在降压的工作方式(如图5所示是变换器归一化电压增益M与归一化频率fn之间的关系曲线，曲线M4、M5和M6分别是品质因数Q＝0.1、Q＝0.2和Q＝0.4时对应的，从图中可以看出，在这种情况下变换器的归一化电压增益M都小于1)，这个问题限制了该种双向LLC谐振电路的应用场合，同时也不利于电路正向运行于LLC谐振时的参数设计与额定工作点的选定，限制了LLC谐振优势的发挥。

为了克服现有技术的上述技术缺陷，本发明提供了一种基于LLC谐振的双向DC/DC变换器的控制方法，在一般的LLC谐振槽结构，可以使反向工作时的归一化电压增益大于1。