[发明专利]综合谐振DC－DC变频器和在多个频率区域激励的高电压生成电路

说明书

本发明一般涉及综合阴极射线管(CRT)高电压生成电路的桥式DC-DC变频器。本发明尤其涉及桥式DC-DC变频器，其中在轻载期间用于稳定输出电压的转换频率设置为一个大于谐振频率的频率，谐振频率是由初级线圈的电感和变频器变压器次级线圈的绕组间电容决定的，这样轻载期间的转换频率可远高于重载期间的转换频率，从而流向初级线圈的激励电流分量减小，以大大增强轻载期间的能量转换效率。

近些年来，随着产生高电压的高电压生成电路应用于阴极射线管(CRT)的阳极，已尝试使用异步高电压生成电路，这种电路采用与水平扫描频率异步的频率作为转换频率。

这是因为采用转换频率远高于水平扫描频率的异步高电压生成电路，相比采用转换频率与水平扫描频率同步的高电压生成电路有几个优点。即，构成异步高电压生成电路的电路元件可能更紧凑，而且可减小整个电路的成本。此外，转换频率越高，所要求的激励电流越低。因此可增强能量转换效率。

这种异步高电压生成电路通常例如通过半桥DC-DC变频器实现。图6示意了半桥DC-DC变频器10的原理结构。直流电源12连接有一对转换设备的转换单元14，而且转换单元14连接一个包括电容Cr、电感Lr以及变压器22的初级线圈22a的串联电路，这个串联电路形成谐振电路20。

变压器22的次级线圈22b通过一个滤波和整流电路24连接一个负载26。负载26可为一个CRT。当负载26为CRT时，滤波和整流电路24可通过一个电压放大器整流电路实现，在此一个数量级为20～30kV的高电压施加到CRT的阳极终端。

该高输出电压提供给一个误差检测器28，在此它与一个基准电压相比较，而且误差电压作为开关信号提供给可变振荡器30，以输出一个对应该误差电压的振荡频率。该振荡频率通过驱动器32提供给转换单元14。因此，根据负载而改变的转换频率将实现一个稳定的输出电压。

在这种结构中，谐振电路20的谐振用于传送电磁能量到变压器22的次级，以提供一个预定的高输出电压HV。在此，存在于初级线圈22a的次级线圈22b的绕组间电容Cs将与初级线圈22a并联。存在于初级的绕组间电容由图6的Cp指示。

当绕组间电容Cs存在于初级时的谐振特性与转换频率之间的关系如图7所示。在图6中，由于有绕组间电容Cs，谐振电路20将为一个复合谐振电路，其中包括电容Cr、电感Lr以及初级线圈22a的电感Lp的串联谐振部分与包括电感Lr、电感Lp以及电容Cp的并联谐振部分组合。

这种谐振特性为：串联谐振部分提供的第一峰值(即，有一个串联谐振点Ps的谐振曲线)与并联谐振部分提供的第二峰值(即，有一个并联谐振点Pp的谐振曲线)组合。当负载26为轻载时高输出电压分布曲线较高，而当它为重载时高输出电压分布曲线较低，因此根据负载情况(即重载还是轻载)可提供不同的谐振特性。即，谐振特性在轻载期间是由曲线La表示的，而谐振曲线在重载期间是由曲线Lb表示的。谐振曲线根据负载值在La和Lb之间变化，从而提供一个稳定的输出电压。

如果用于稳定的电压已如图7所示确定，那么对应该预定电压的转换频率f2和f4轻载期间是在高于串联谐振频率fS且低于并联谐振频率fp的频率区域，以及一个高于并联谐振频率的频率区域分别获得的。转换频率f1和f3重载期间也是分别在前一和后一频率区域获得的。

半桥DC-DC变频器10的转换频率通常设置为高于对应串联谐振点Ps的谐振频率fS。在这种情况下，因此，应在从f1到f2的频率区域Wa或从f3到f4的频率区域Wb内选择转换频率。例如，在频率区域Wa内选择转换频率。

流向谐振电路20的谐振电容Cr和谐振电感Lr的电流如图6所示为，传输到次级的电流分量和仅流向初级的电流分量(即激励的电流分量)的组合。激励的电流分量是不影响电磁能量转换的电流分量。从技术上可了解到，转换频率越低，激励电流分量的幅度越大，由此能量耗散增加。

在如图7所示的常规DC-DC变频器10中，转换频率工作于高于串联谐振频率fS的频率区域Wa。在此，轻载期间的转换频率f2和重载期间的转换频率f1之间仅有一些差异。

准确地说，例如，如果要求的高输出电压为32kV，这个电压对应一个用于稳定的预定电压，此时变频器变压器22的次级线圈22b的匝数设为500，初级线圈22a的匝数设为30。在这个例子中，fS，f1，fp和f2分别为50kHZ，60kHZ，65kHZ和260kHZ。因此轻载期间用于在预定电压提供稳定的转换频率为65kHZ，这与重载期间60kHZ的转换频率没有太大差异。