[发明专利]一种有源钳位同步整流正激变换器

说明书

技术领域

本发明属于电子技术领域，涉及有源钳位同步整流的DC/DC变换器，尤其是次级采用自驱动同步整流的正激变换器。

背景技术

目前，有源钳位同步整流正激变换器通常包括直流输入电源、输入电容、主变压器T1、同步整流电路、滤波电路、电压采样电路、光耦反馈电路、PWM控制电路和有源钳位电路组成。其电路结构如图1所示：直流输入电源Vin对输入电容C1进行充电，输入电容C1的放电电流输入到主变压器T1的初级的同名端；主变压器T1的初级的异名端通过一个有源钳位电路接地。其中有源钳位电路由NMOS开关管Q1、PMOS开关管Q2、钳位电容C2、耦合电容C3和钳位二极管D1组成，钳位电容C2和PMOS开关管Q2串联后与NMOS开关管Q1并联，NMOS开关管Q1的栅极接PWM控制电路的一个驱动输出端，PMOS开关管Q2的栅极一方面通过耦合电容C3接PWM控制电路的另一个驱动输出端，PMOS开关管Q2的栅极另一方面通过钳位二极管D1接地，NMOS开关管Q1和PMOS开关管Q2的源极接地。同步整流电路由两个NMOS开关管Q3(整流管)、Q4(续流管)组成，主变压器T1次级同名端接NMOS开关管Q3的栅极和NMOS开关管Q4的漏极，主变压器T1次级异名端接NMOS开关管Q4的栅极和NMOS开关管Q3的漏极，NMOS开关管Q3、Q4的源极接地。滤波电路由电感L1和电容C4组成，电感L1的一端接主变压器T1次级同名端，另一端通过电容C4接地；电感L1和电容C4的连接点输出整个变换器的输出电压Vout，输出电压Vout经电压采样电路采样、光耦反馈电路耦合反馈至PWM控制电路。

上述有源钳位同步整流正激变换器中，NMOS开关管Q1和PMOS开关管Q2的驱动信号成互补关系。当Q1关断时，C2、Q2和变压器初级励磁电感和漏感形成谐振回路，起到以下作用：1、降低Q1的关断耐压；2、帮助变压器磁芯复位；3、将漏感能量回收利用；4、为同步整流自驱动提供较理想的驱动信号。为了防止Q1和Q2在交替瞬间发生同时导通，两管的驱动信号之间具有一定的死区时间。由于驱动PMOS管Q2需要一个负电压信号，所以PWM控制器产生的Q2控制信号需要通过耦合电容C3和钳位二极管D1组成钳位反向电路得到负电压驱动信号用以驱动Q2。在变压器次级用NMOS管Q3和Q4取代传统的二极管整流和续流，驱动信号分别取自变压器次级同名端和异名端，这就是同步自驱动整流技术。由于NMOS管的导通压降比二极管低很多，这样就降低了整个变换器的损耗。同步整流技术是近年来提高电源效率的主要方法。电感L1和电容C4组成滤波电路，从而得到平滑的直流输出Vout。对Vout进行电压采样，再通过光电耦合隔离将电压采样信号反馈至PWM控制器，后者根据反馈电压信号的情况产生驱动Q1和Q2的PWM信号。这就是常用的有源钳位同步整流自驱动电源的完整结构。

图1所示的电源结构不需额外的同步整流控制芯片，结构简单成本低。但是这种方式的整流管和续流管驱动电压随输入电压的变化而变化，驱动电压过高会带来额外的栅极驱动损耗，驱动电压过低则MOS管的导通电阻较大、导通损耗增加。如果驱动电压会太高而超出MOS管的栅源两端的承受能力会造成烧管的故障。另外由于MOS管栅源极间寄生电容的存在，这种方式不能有效的在MOS管关断时立即将寄生电容上的电荷释放掉，使驱动电压无法迅速下降为零，会导致整流管及续流管共同导通的现象。所有这些因素都会导致变换器的效率下降。

为了解决整流管和续流管驱动电压过高或过低所带来的问题，图2给出了一种改进的自驱动有源钳位正激变换器。该变换器与图1所示的变换器的区别在于，图2所示的改进的自驱动有源钳位正激变换器在主变压器T1的次级增加了两个辅助绕组N1和N2，分别为整流管Q3、续流管Q4提供驱动电压。通过增加两个辅助绕组N1和N2分别为整流管Q3、续流管Q4提供驱动电压，通过改变辅助绕组N1和N2的匝比灵活地设置驱动电压幅度，可避免采用次级输出直接驱动整流管和续流管所带来的问题。但是，图2所示的改进的自驱动有源钳位正激变换器，其整流管和续流管在关断的时候，其栅极驱动电压是负值，这可能由于整流管和续流管的反向漏电流而产生额外的损耗，从而造成整体变换器效率的下降；另外整流管和续流管的驱动信号之间同样没有死区时间，整流管及续流管共同导通的现象依然没有解决。

发明内容