[发明专利]克服OFDM截取位置漂移的空频分组码相位补偿方法

摘要

本发明属于MIMO－OFDM系统接收技术领域，其特征在于通过截取位置变化情况计算旋转位数；然后采用带有旋转的信道估计技术进行信道估计；对接收下来的频域数据根据其在空频分组码中的位置进行相位补偿；最后将相位补偿后的频域数据和其对应的信道估计值输入至空频分组码译码模块。当截取位置发生跳变时，需要采用带有旋转的信道估计方法对系统进行信道估计，但会导致同一OFDM符号内部不同子载波产生不同的相移，本发明通过相位补偿技术解决了不同子载波产生不同的相移情况下的空频分组码和MIMO－OFDM系统结合的问题。

主权项

1.克服OFDM截取位置漂移的空频分组码相位补偿方法，其特征在于，针对2发1收空频分组码的正交频分复用SFBC-OFDM系统，或2发多收SFBC-OFDM系统，或化简为2发多收的SFBC-OFDM系统，该方法在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片做多天线分组码译码实现：步骤(1)设定该系统有Nt跟发送天线，Nr根接收天线，系统采用SFBC-OFDM方式，每根发送天线每个时隙有a个采样点，包括c个OFDM符号，OFDM符号编号为0至c-1，每个OFDM符号采样点数目b，采样点数目编号0至b-1，每个OFDM符号循环前缀有CP个采样点，相邻两个OFDM符号对应点相距e个采样点，且有e＝CP+b；其中，在含有导频OFDM符号内FFT或IFFT的长度b除以导频间隔Finterval，等于非负导频子载波的个数NonnegaPilot、虚拟子载波中的导频位置个数VSCPilot及负导频子载波个数NegaPilot之和；步骤(2)设定截取位置J(s)代表第S个时隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的变化而采取的预旋转位数，根据OFDM符号最佳截取位置J(s)，计算旋转位数P(s)，$P\left(s\right)=\left(\underset{t=0}{\overset{s}{\Sigma }}K\left(t\right)\right)\mathrm{mod}b$ 其中mod()为求模操作；步骤(3)在接收端，以本地晶振构造一个以a为周期的循环计数器W，计数器取值从0至a-1，计数器计数间隔为收端本地晶振产生的采样率，对于第s个时隙，当循环计数器W计数计到J(s)时，截取时隙s第一个OFDM符号的b点时域序列Z1 ij(cs，n)，随后当循环计数器W计数计到(J(s)+i*e)mod a时，截取时隙s第ii个OFDM符号的b点时域序列Z1 ij(cs+ii，n)，ii为一个时隙内OFDM符号的顺序编号，ii＝0，1...c-1，n为一个OFDM符号内部的时域采样点顺序编号，n＝0，1...b-1，s为时隙编号，i为接收天线编号，j为发送天线编号；步骤(4)对步骤(3)得到的序列Z1 ij(cs+ii，n)进行预旋转操作：把序列Z1 ij(cs+ii，n)向右循环旋转P(s)位，得到序列Z2 ij(cs+ii，n)，其中n＝0，1，2...b-1步骤(5)对步骤(4)得到的序列Z2 ij(cs+ii，n)做FFT，变换到频域，得到序列Yij(cs+ii，q1)$Y_{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+\mathrm{ii},q_1)=\underset{n=0}{\overset{b-1}{\Sigma }}{Z}_2^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+\mathrm{ii},n)\times e^{\frac{-2\sqrt{-1}\mathrm{\pi n}{q}_1}{b}},$ s＝0，1，2...，q1＝0，1...b-1；步骤(6)用带有旋转的信道估计方法，计算所有OFDM符号的信道估计传输值，计算按以下步骤依次进行：步骤(6.1)针对带导频符号的Yij(cs+ii，q1)，利用最小二乘算法计算导频子载波上的信道估计序列ZHp1 ij(cs+r，q1)，该序列包括非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值，设定r代表每个时隙中带有导频的OFDM符号在时隙中的OFDM符号编号；设定带导频OFDM符号中，导频位置子载波编号为u(0)至u(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，设定发送端这些导频子载波上发送的导频符号相应的分别为c(0)至c(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，${\mathrm{ZH}}_{p1}^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+r,q)=\frac{Y^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+r,u\left(q\right))}{c\left(q\right)},$ q＝0，1...NegaPilot+NonnegaPilot-1步骤(6.2)在步骤(6.1)得到的序列ZHp1 ij(cs+r，q1)中非负导频子载波和负导频子载波的信道估计值之间插入VSCPilot个0，得到序列ZHp2 ij(cs+r，q′)，步骤(6.3)对序列ZHp2 ij(cs+r，q′)进行长度为的IFFT变换，转换到时域得到序列Zh1 ij(cs+r，n′)${\mathrm{Zh}}_1^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+r,n^{\prime })=\underset{q=0}{\overset{\frac{h}{\mathrm{Finterval}}-1}{\Sigma }}{\mathrm{ZH}}_{p2}^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+r,q^{\prime })\times e^{\frac{2\sqrt{-1}{\mathrm{\pi q}}^{\prime }{n}^{\prime }\times \mathrm{Finterval}}{b}}$ 其中n’＝0，1，…，$\frac{b}{\mathrm{Finterval}}-1$ 步骤(6.4)将步骤(6.3)得到的序列Zh1 ij(cs+r，n′)向左循环旋转P(s)位，得到序列Zh2 ij(cs+r，n′)，令$L\left(s\right)=P\left(s\right)\mathrm{mod}\frac{b}{\mathrm{Finterval}}$ 步骤(6.5)将步骤(6.4)得到的序列Zh2 ij(cs+r，n′)，末尾补零得到长度为b的序列Zh3 ij(cs+r，n′)，步骤(6.6)将序列Zh3 ij(cs+r，n′)向右循环旋转P(s)位，得到序列Zh4 ij(cs+r，n′)，步骤(6.7)对步骤(6.6)得到的序列Zh4 ij(cs+r，n′)进行长度为b的FFT变换，转换到频域得到带导频OFDM符号的信道传输函数序列Hij(cs+r，k)，$H^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+r,k)=\underset{n^{\prime }=0}{\overset{b-1}{\Sigma }}{\mathrm{Zh}}_4^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+r,n^{\prime })\times e^{\frac{-2\sqrt{-1}{\mathrm{\pi n}}^{\prime }k}{b}};$ 步骤(6.8)获得了含导频OFDM符号所有子载波的信道频域传输函数值Hij(cs+r，k)之后，利用线性插值、高斯插值任一种现有插值技术，插值得到所有OFDM符号的信道传输函数值LHij(cs+ii，k)；ii为一个时隙内OFDM符号的顺序编号，ii＝0，1...c-1，i为接收天线编号，j为发送天线编号，步骤(7)设定一个2维空频分组码在OFDM符号内子载波编号为分别为2v和2v+1，从步骤(5)得到的频域接收值序列Yij(cs+ii，q1)中提出数据子载波处的接收频域值LYij(cs+ii，2v)和LYij(cs+ii，2v+1)并对其进行相位补偿，ii为一个时隙内OFDM符号的顺序编号，ii＝0，1...c-1，i为接收天线编号，j为发送天线编号，$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{LY}}^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+\mathrm{ii},2v)=Y^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+\mathrm{ii},2v)\\ {\mathrm{LY}}^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+\mathrm{ii},2v+1)=Y^{\mathrm{ij}}(\mathrm{cs}+\mathrm{ii},2v+1)\times e^{-\frac{2\sqrt{-1}\mathrm{\pi P}\left(s\right)}{b}}\end{array}\right.;$ 步骤(8)设定在步骤(6)中得到的所有符号信道估计值Hij(cs+r，k)中，与空频分组码接收值LYij(cs+ii，2v))和LYij(cs+ii，2v+1)对应的信道估计值为LHij(cs+ii，2v)和LHij(cs+ii，2v+1)，则将LHij(cs+ii，2v)、LHij(cs+ii，2v+1)、LYij(cs+ii，2v)和LYij(cs+ii，2v+1)输入至后续SFBC分组码译码模块。