[实用新型]可改善同步整流效益的电源供应器电路结构

说明书

技术领域

本实用新型涉及电源供应器电路结构领域技术，尤其是指一种可改善同步整流效益的电源供应器电路结构。 

背景技术

在开关式电源供应器设计里为了解决不论是因提升电源的转换效率所面临的设计极限问题,或者因提升输出功率却面临到零件温度过高,导致电源供应器发生质量与信赖度下降问题，除了使用不同的设计拓扑 ( Topology ) 外,仍须选择规格较大的零件或辅助电路进行转换效率的提升与零件的降温，但是大部份设计在成本增加后仍会因电路本身的障碍以致无法达到最佳的效率改善与成本比，也就是说增加了电路成本后,仍无法达到最佳的电源效率改善。 

开关式电源中常用的设计拓扑有反激式与正激式 ，在正激式设计里另外延伸出单晶正激、双晶正激、半桥式与全桥式等电路 , 它们具有共同的线路架构是在变压器与输出方式，如图1所，其展示最基本电路，说明变压器 T1的次极部份或称输出部份与整流的关系 , 其中二极管D1与二极管D2 便是使用于该电路中的两个重要零件,但在电源工作时,这两个零件所产生的功率消耗甚剧，使得温度偏高,因此在设计时大多选择大电流规格的肖特基二极管来降低其功率损耗,以连带降低其所产生的温度问题,其原因说明如图1中标示的a点,该a点处电压波形图9的a时序所示,在A时段里变压器T1输出之电压大于0V,或说电压相对大于图1所示的接地处( 图9中a时序中标为+V1者 ),在此时段里就有电流由变压器T1流出,此电流会流经二极管D1、扼流圈L1与电容C1后回到变压器T1的另一端,此电流于此际是不会流经二极管D2,其电流的波形图9的e时序所示。在B、C 两时段中,变压器T1的输出电压因相对于地处于负电压(-V1) 或者相等电位 (0V),变压器T1不再输出电流,此时段将由扼流圈L1释放出电流,其路径是经过电容C1、二极管D2 后再回到扼流圈L1的另一端，此电流于是不会流经二极管D1,其电流波形如图9的时序f所示。 

电流不论是由变压器T1流出或者由扼流圈L1流出,在经过二极管时, 会因二极管本身所具有的顺向电压降(Vf)的电气特性下而产生功率消耗,同时产生温度,所以功率 损耗是在流过电流乘以Vf的关系下,设计时会选择大规格的二极管,以降低Vf值,进而降低功率消耗,减少温升问题。但是，这种方法使用于大电流输出的情况下,即使再加大二极管电流规格或并联多颗二极管时,此除让设计成本更加变大外,也无助于效率的改善,同时生产组装也发生困难,最终甚至于无合适的大电流规格二极管可供使用,于此情况下设计多会采用同步整流的方式来解决问题。 

所谓同步整流就是使用金氧半场效晶体管（MOSFET）来取代二极管,其主要是利用金氧半场效晶体管（MOSFET）在导通时具有极小的导通内阻Rds(on)的特性,在流经金氧半场效晶体管（MOSFET）的电流与Rds (on)相乘积所产生的电压差小于二极管 Vf 的特点下进行降低功率损耗与温度。 

金氧半场效晶体管（MOSFET）是三极管型式的零件,它需要额外的电压来完成控制它的导通与否,除了用其它电路如IC 电路进行提供控制电压外,自激式同步整流如图2所示,是一种最便宜而且容易实施的方法，图9中的时序b和时序c表示出因变压器T1极性关系所产生的电压让图2中的2个金氧半场效晶体管（MOSFET）在不同时间中导通,就如同图1的二极管处于不同时间里导通的情况一样。 

自激式同步整流虽然改善了二极管整流的极限问题,但仍无法发挥到最佳的设计要求,尤其是图2中的金氧半场效晶体管Q2,它会产生额外的功率损耗,使得金氧半场效晶体管Q2的温度比金氧半场效晶体管Q1的温度高出甚多,其原因是如图9的时序c所示,在C时段中,这时的控制电压无法使金氧半场效晶体管Q2维持导通,扼流圈L1所输出的电流便会流经金氧半场效晶体管（MOSFET）的内藏二极管 ( 此二极管是金氧半场效晶体管（MOSFET）制造时便具有的特性 ) , 此内藏二极管的Vf值比肖特基二极管的Vf值大到2～3倍,因此让金氧半场效晶体管Q2的功率损耗额外大增, 金氧半场效晶体管Q2的温度相对变高，尤其是开关式电源供应器在往更大输出功率设计时,温升与效率的问题更加恶化；为解决此问题大都会采用并联一个或数个金氧半场效晶体管（MOSFET）的方式（如图3所示的金氧半场效晶体管Q3），或并联一个大规格的肖特基二极管（如图4所示的二极管D3）, 但这些方法的实施都会让成本增加甚多。 

实用新型内容