[发明专利]基于双采样的LEO系统差分空时正交频分复用编码方法

摘要

本发明公布一种基于双采样的LEO系统差分空时正交频分复用编码方法，本发明先构建LEO卫星信道下异步双中继网络模型；然后进行差分DTSC‑OFDM编码；构造双采样接收机，最后接收端进行差分解码；本发明中的基于差分DSTC‑OFDM编码条件下的双采样方法，可以克服由频率选择性衰落带来的符号间干扰，同时收发两端省去复杂的信道估计；接收端通过采用一种双采样的方式，来提高接收端平均接收信噪比，从而抵消因小数部分时延差存在而带来的系统性能下降。相较于以往的方法，本发明使系统在小数部分时延差存在时，能够较好的提高误码性能。

主权项

基于双采样的LEO系统差分空时正交频分复用编码方法，其特征在于，该方法具体包括以下步骤：步骤1.构建LEO卫星信道下异步双中继网络模型；步骤2.进行差分DTSC‑OFDM编码；步骤3.构造双采样接收机；步骤4.接收端进行差分解码；所述步骤1中对LEO卫星信道下的异步双中继网络进行建模；由一个发射端S，两颗中继卫星R1、R2及一个接收端D组成的分布式卫星协作通信系统，系统中节点均为单天线结构，传输模式选择半双工；系统传输信号可为两个阶段，第一阶段：S对信号进行编码并将其广播至R1，R2，第二阶段：R1，R2分别对接收到的信号进行空时编码处理并采用放大转发协议AF转发信号至D，整个过程地面收发两端不存在直射信号；卫星信道为服从莱斯分布的准静态信道，各信道间互不相关，且每条信道均由L路独立的多径组成，两阶段中的各路多径信道系数分别由pi,l，qi,l表示，其中i＝1,2,表示中继卫星编号，l＝1,…,L；由于多径效应及各卫星相对收发两端位置的不同，造成两路信号经传输后达接收端时存在时延差，系统因此变为异步系统；所述步骤2中的差分DTSC‑OFDM编码由发送端和中继共同完成，具体包括下述步骤：2‑1.发射端将基带经过星座图映射的信号分组构造为酉空时矩阵；调制信号集合记为χ，将χ中每N个符号为一组x[n]，并把每连续两组符号{x1[n],x2[n]}∈χ构造成一个酉空时矩阵X[n]：X[n]=1x1[n]2+x2[n]2x1[n]-x2*[n]x2[n]x1*[n]---(1)]]>其中，n＝0,…,N‑1，为每组中的第n个符号；2‑2.系统对酉空时矩阵进行差分编码；系统对第k个X[n]矩阵进行差分编码，可表示为：s[n](k)＝X[n](k)s[n](k‑1)  (2)其中，s[n]＝[s1[n],s2[n]]T，初始迭代值s[n](0)＝[1，0]T2‑3.对每个差分信号矩阵进行正交频分复用处理：S[m]=IDFT{s[n]}=1NΣn=0N-1s[n]exp(j2πnmN)---(3)]]>其中，m＝0,…,N‑1为OFDM中的第m个子载波；2‑4.信号由发射端传输至中继；对每个差分信号矩阵进行正交频分复用处理后的信号添加循环前缀并进行并串转换，经脉冲整形后，从k＝0开始在连续两个OFDM时隙内将广播发送至中继，其中r＝1,2表示当前为第r个时隙，Sr[m]为S[m]的第r行向量；2‑5.中继对接收到的信号进行空时编码构造；中继接收到的信号可表示为：其中P0为发射端每个符号的发射功率，R＝2为中继卫星个数，为第一阶段信道的离散冲击响应，其中pi,l为发送端到第i颗中继卫星的第l路多径信道系数，当m＝l时δ[m‑l]＝1，当m≠l时δ[m‑l]＝0，Ψi,r[m]为发射端到第i颗中继卫星引入的均值为0，方差为N0的加性高斯白噪声；中继节点按下面公式对信号进行处理，将其组成空时编码形式：V1,1[m]=AZ1,1[m]V1,2[m]=AZ1,2[m]V2,1=-AZ2,2*[<-m>N]V2,2=AZ2,1*[<-m>N]---(4)]]>其中，是放大系数，Pr是中继端每个符号的发射功率，(·)*表示共轭转置，Zi,r[<‑m>N]是Zi,r[m]的圆周时域反转，可表示为：Zi,r[<-m>N]=Zi,r[0],m=0Zi,r[N-m],m≠0---(5)]]>2‑6.中继将信号发送至接收端；各中继分别为信号添加循环前缀并进行并串转换，经脉冲整形后在连续两个OFDM时隙内将Vi,r信号发送到接收端；步骤3.在接收端构造双采样接收机具体包括下述步骤：3‑1.对到达接收端的信号进行低通滤波；采用的低通滤波器为升余弦滚降滤波器，可表示为：g(t)＝sinc(t/Ts)cos(πβt/Ts)/(1‑4β2t2/Ts2)  (6)其中，β为升余弦滚降滤波器的滚降系数，Ts为接收符号周期大小，t为采样时刻；3‑2.采样器在原采样的基础上增加一处采样点；接收端在原有符号速率0,±Ts,±2Ts,…为定时采样点的同时，在±Ts/2,±3Ts/2,±5Ts/2…处也增加一处采样点；3‑3.对经过滤波的信号在采样器的两采样点处分别进行采样；一个符号周期内有两个采样点对信号采样，两次采样得到的值分别为：Yr[m]=Σi=1RΣl~Lmfg(l~Ts-τi)(qi[m]⊗Vi,r[m-di-l~])+Φr[m]---(7)]]>Y^r[m]=Σi=1RΣl~=-LmfLmfg((l~+0.5)Ts-τi)(qi[m]⊗Vi,r[m-di-l~])+Φ^r[m]---(8)]]>其中，Ts表示一个符号周期；di＝1,2,…,为第i颗卫星转发信号到达接收端产生时延差的整数部分，0≤τi＜Ts为第i颗卫星转发信号到达接收端产生时延差的小数部分，表示卷积处理，Lmf为考虑旁瓣数，Φr[m]、为中继到接收端引入的服从均值为0，方差为N0的加性高斯白噪声；3‑4.将两次采样得到的值进行等增益合并；Yr[m]+Y^r[m]=Σi=1RΣl~=-LmfLmfg(g(l~Ts-τi)+g((l~+0.5)Ts-τi))(qi[m]⊗Vi,r[m-di-l~])+Φr[m]+Φ^r[m]---(9)]]>3‑5.将等增益合并后的信号进行OFDM解调：yr[n]=DFT{Yr[m]+Y^r[m]}=1NΣm=0N-1(Yr[m]+Y^r[m])exp(-j2πmnN)---(10)]]>3‑6.计算等增益合并后接收端的平均接收信噪比；将公式(9)带入公式(10)中，得到离散时域接收信号：yr[n]=Σi=1RΣl~=-LmfLmf(g(l~Ts-τi)+g((l~+0.5)Ts-τi))Qi[n]e-j2πn(di+l~)Nvi,r[n]+φr[n]---(11)]]>其中vi,r＝DFT{Vi,r[m]}，DFT{·}表示傅里叶变换，并令可用如下公式表示在两中继情况下经历整个传输过程后的分布式系统接收信号：y1[n]y2[n]=A2P0s1[n]-s2*[n]s2[n]s1*[n]H1[n]H2[n]+w1[n]w2[n]---(12)]]>将系统第一阶段的离散频域信道系数及公式(3)、(4)、(11)带入公式(12)中可得分布式系统在第n个子载波的等效频域信道系数：H1[n]=P1[n]Q~1[n]---(13)]]>H2[n]=P2*[n]Q~2[n]---(14)]]>经第n个子载波传输引入的等效加性高斯噪声：w1[n]=A(Q~1[n]ψ1,1[n]-Q~2[n]ψ2,2*[n])+φ1[n]---(15)]]>w2[n]=A(Q~1[n]ψ1,2[n]+Q~2[n]ψ2,1*[n])+φ2[n]---(16)]]>其中，ψi,r[n]＝DFT{Ψi,r[m]}，系统等效噪声w[n]为服从均值为0，方差为σ2[n]IR的加性高斯白噪声，IR为R阶单位向量，σ2[n]大小可表示为：σ2[n]=N0(2+A2Σi=1R|Q~i[n]|2)---(17)]]>在实际情况下通常假设已知最大时延差整数部分因此在循环前缀足够长且给定qi,l值时，每符号平均接收信噪比是小数时延差τi与子载波数n的函数：γ(n,{τi}i=1R)=A2P0Σi=1R|Q~i[n]|2σ2[n]---(18)]]>步骤4.接收端进行解码接收端在解码时可以采用最大似然译码：X^[n]=argminC||y[n](k)-X[n](k)y[n](k-1)||---(19)]]>其中，C＝{X|XHX＝XXH＝I2}，||·||表示Frobenius范数。